濾波器設計論文精選(九篇)

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第1篇：濾波器設計論文范文

關鍵詞:語音活動性檢測;滑動濾波器;有限狀態機;一階差分

中圖分類號:TP391.4文獻標識碼:A文章編號:1009-3044(2009)31-pppp-0c

A Robust VAD Method Using Differential Frame Energy

ZHANG Wei-wei

(School of Electronic and Information Engineering, Lanzhou Jiaotong University, Lanzhou 730070, China)

Abstract: A robust Voice Activity Detect(VAD) algorithm is presented using differential frame energy output.. Moving Average Filter is used to filter the frame energies and get the output compared with pre-decided threshold, based on which the current frame is labeled as speech、noise and transition status. Three sub-status are designed to eliminate the effect of impulse noise and high level stationary noise. First Order Difference of Moving Average Filter is used to get more comformable results in start point and end point detection. Simulation shows that the proposed algorithm outperformes traditional energy-based VAD algorithms and is robust in detecting voice activities under different SNR levels.

Key words: voice activity detect; moving average filter; finite state machine; first order difference

活動性檢測(Voice Activity Detect)又稱端點檢測,在語音信號數字處理當中具有十分重要的作用。包括語音識別、說話人識別與確認、語音合成、語音編解碼等各種應用在內,都離不開語音活動性檢測[1]。對于語音識別以及說話人識別與確認系統而言,如果端點檢測的結果不夠準確,系統的識別性能就得不到保證,另外,如果語音端點檢測的結果過于放松,則會增加過多的靜音部分,造成系統運算量的增加,同時對識別結果也具有負面影響[2]。

傳統的語音活動性檢測方法主要采用語音信號的基本短時參數:短時能量、過零率等。漢語中的濁音部分短時能量和清音部分短時能量在有聲\無聲段的區別明顯。經過大量的實驗,可以統計出短時能量和過零率在有聲段和無聲段的區別,從而設定閾值,決定當前語音幀屬于有聲段還是無聲段[1]。但是,這種方法在噪聲環境中的判別性能有所下降,當信噪比低于一定程度的時候,甚至無法得到正確的判別結果,對于大多數實際應用系統來說,這個問題顯得尤其重要。論文提出了一種噪聲環境下穩健的語音活動性檢測方法,該方法對于不同噪聲水平的環境下的語音活動性檢測具有很好的魯棒性。

1 算法流程

論文算法的系統結構如圖1所示。

1)窗選幀能量:對輸入語音信號進行分幀、加漢明窗,并在一個隊列結構當中保存相鄰的M幀能量作為滑動濾波器的輸入。

2)滑動平均濾波器:常規的M階時域滑動平均濾波器定義為M個采樣的算術平均,

即:

■ (1)

在這里,考慮到在一段時間之內,噪聲信號動態范圍往往沒有語音信號的動態范圍大[5],也就是說,噪聲信號的能量分布相對比較集中,因此,在一段窗選信號范圍內,幀能量間的差距越小,則該段窗選信號屬于噪聲的可能性就越大,由于語音信號的動態范圍比較大(一般在30dB左右),如果一段窗選信號范圍內多數為語音信號,各幀能量的差距會比較大[6]。基于此,我們選擇一個完整周期內具有對稱正負半周的滑動平均濾波器來對窗選幀能量進行濾波。濾波器的具體形式可以有多種選擇,最簡單的形式如圖2所示。具有類似特點的還有正弦函數型滑動平均濾波器、升余弦型滑動平均濾波器等[3],考慮到減小吉布斯效應[4]的要求,本文選擇了論文[7]提出的一種最佳滑動平均濾波器,其形式如圖3所示。

該濾波器的輸入-輸出關系如式2所示,其中A、Ki、S為濾波器的參數。該濾波器對于短時能量序列的輸入輸出具有以下特點:

① 對于一段平緩的短時能量輸入序列,保持零輸出。比如平緩的背景噪聲或者保持平穩能量值的語音,輸出值接近零;

② 對于一段遞增的短時能量輸入序列,輸出值也相應遞增;

③ 對于遞減的短時能量輸入序列,輸出值相應遞減;

■ (2)

假設M幀連續幀能量用Ei來表示,最佳滑動濾波器的參數用fi來表示,i=1,2,…,M,對M幀連續的幀能量進行線性濾波,濾波器的輸出用Fout來表示,得到公式3如下所示:

■(3)

3)求解濾波器輸出一階差分:差分特征作為一種動態特征,能夠更好地反映序列的變

化趨勢,在語音識別應用中,一階差分與二階差分作為動態特征引入特征向量,能夠得到更加穩健的特征向量,從而提高識別率。在論文當中,為了更好地反應濾波器濾波輸出的變化,引入反映濾波器輸出動態變化的一階差分特性,求解當前濾波器加權能量輸出與前一幀濾波器輸出的差值,作為反映濾波器輸出變化的向量。假設濾波器在各個時刻的輸出用向量 A=[a0a1a2…aN]T來表示,其中N為幀數,αi為i時刻的濾波器輸出Fout,則經過差分運算之后的輸出為向量B=[b0b1b2…bN]T,其中: ■(4)

4)三態狀態機:設計一個具有三個狀態的有限狀態機來進行幀狀態的判定。首先,設定每幀存在speech、silence和temp三個狀態,分別表示語音幀、靜音幀和過渡幀,其中temp狀態由三個子狀態組成,各個子狀態之間可以進行有條件地相互跳轉,其作用是在靜音幀向語音幀轉移的過程中,根據設定的條件充分吸收背景噪聲的影響,提高真實的語音幀被正確判決出來的概率。傳統的能量判據在抵抗突發噪聲干擾以及低信噪比環境下語音信號起始點的判定方面性能較差,采用過渡態可以有效地去除高能量平穩噪聲和突發噪聲的影響,在這里,過渡狀態temp的作用相當于一個緩沖狀態,所有從靜音幀到語音幀或者從語音幀到靜音幀的轉移都要首先經過過渡幀,在它的三個子狀態中完成對幀狀態的細判,因此,算法首先有一個簡單能量的判別,該階段能量閾值T1的設置較寬松,其目的是為了剔除掉可能存在的能量值非常小的靜音段,如果某一幀的能量超過了T1,則進入到過渡態temp,圖5給出了過渡態temp中進行細判的狀態轉移圖。首先,在子狀態1判斷當前幀能量與上一幀能量的差值,若該值小于閾值DIF,則認為當前幀可能屬于平穩背景噪聲,繼續停留在子狀態1,若差值大于DIF,則進入子狀態2,在子狀態2中,設置一個參數Duration來表示能量高于T1的連續信號幀數,若該值大于閾值MAX_Dur,則可以認為此段信號不屬于沖擊型突發噪聲,此時進入子狀態3,否則繼續停留在子狀態2。在子狀態3中,定義信號幀的低頻能量為頻率在400Hz以下頻譜分量的能量總和,對于語音信號來說,其低頻能量一般較高,同時低頻能量占總能量的比例要高于大部分噪聲信號,設置低頻能量閾值Elow和能量因子ρ,如果當前信號幀的低頻能量大于Elow并且能量因子同時大于ρ,則判定該幀信號為語音信號,進入狀態speech,如果低頻能量的值較大而能量因子的值不高,則當前幀屬于高能量噪聲的可能性很大,此時返回到過渡態的子狀態1繼續判斷,在過渡態的各個子狀態和speech狀態,如果當前信號幀能量小于T1,則跳轉到silence狀態繼續判斷,為了跟蹤背景噪聲的變化趨勢,如果狀態處于silence的幀數超過一定的數量,則更新原始的能量閾值T1。由此可以看出來,過渡態中的三個子狀態分別起到了消除平穩背景噪聲、突發噪聲和高能量背景噪聲干擾的作用。

各個狀態之間的轉化條件由a~f來表示,下面分別予以介紹:

1) 從temp狀態各個子狀態或者speech狀態跳轉回silence狀態。判斷條件是濾波器輸出bi

2) 從silence狀態進入temp狀態子狀態1。判斷條件是濾波器輸出T1

3) 從temp子狀態1進入temp子狀態2。判斷條件是連續兩幀濾波器輸出的差值大于DIF,否則仍然處于temp子狀態1或者返回silence。

4) 從temp子狀態2進入temp子狀態3。判斷條件是能量大于T1的幀數Duration>MAX_Dur,否則仍然處于temp子狀態2或者返回silence。

5) 從過渡態temp進入有聲態speech。判斷條件是低頻能量大于Elow且能量因子大于ρ,如果低頻能量高于Elow而能量因子小于ρ,則返回到temp子狀態1,否則仍然處于子狀態3或者返回silence。

2 實驗結果

選取一段單通道、8K采樣、16bit量化的wav數據作為純凈語音信號,分別構造5dB和0dB信噪比條件下的兩段語音數據(噪聲類型為零均值、單位方差的白噪聲),實驗數據如圖5所示。選取幀長32ms,幀移16ms,濾波器階數M=25,圖6給出了兩種情況下含噪語音數據各幀的幀能量,可以看出來,僅僅利用傳統的幀能量進行端點判決,判定結果極大地依賴于環境噪聲的水平,判定結果缺乏穩健性。與之對比,圖7給出了使用論文算法得到的兩種情況下的輸出參數,可以看出,在引入了滑動濾波器進行濾波輸出和一階差分運算之后,判定結果受環境噪聲水平變動的影響很小,兩種輸入信噪比情況下輸出參數曲線擬合地很好,算法對于平穩噪聲干擾能夠得到穩健的檢測結果。

為了檢驗論文算法對不同類型突發噪聲干擾的穩定性,在安靜實驗室環境下利用高性能麥克風采集8K采樣、16bit量化的測試噪聲數據庫,其中男性60人,女性24人,包括嘴吹氣聲、鼻子呼氣聲、拍手聲、拍桌子聲、敲桌子聲等,每人每種噪聲重復5遍。針對噪聲庫中的噪聲類型,在純凈語音信號開始之前添加一小段干擾噪聲信號,使用算法進行端點檢測。定義檢測的前后端點位置和人工標注的端點之間的差距都小于5幀時,端點檢測結果正確。表1列出了對于一些平穩噪聲和突發噪聲的實驗結果,可以看出對于拍手、敲桌子等突發型環境噪聲均可以較好地被采用三個子狀態的過渡態吸收掉,同時,對于嘴吹氣、鼻子吹氣等較平穩噪聲的吸收效果也很好。

表1 論文算法對不同類型噪聲的吸收效果

■

3 結論與總結

針對噪聲環境下語音活動性檢測準確性下降的問題,論文提出了一種基于最佳滑動濾波

器的窗選幀信息語音活動性檢測算法,利用最佳滑動濾波器對若干幀能量進行濾波,為了提高濾波結果的穩健性,對濾波所得的能量序列求解一階差分運算,將得到的差分輸出經過一個三態有限狀態機進行決策,利用包含三個子狀態的過渡態充分吸收各種高能量平穩噪聲和常見突發噪聲,從而得到較好的端點檢測結果。仿真結果證明了該算法在不同性噪比條件下進行端點檢測的有效性。同傳統的基于短時參數(短時能量、短時過零率)的端點檢測算法相比,論文算法具有能夠勝任大動態范圍噪聲水平變化條件下進行準確端點檢測的能力,同時對于一些常見的突發噪聲具有較好的吸收作用。此外,論文算法計算量小,非常適合作為語音增強、語音識別系統的高性能端點檢測模塊來使用,具有較大的應用前景。

參考文獻:

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第2篇：濾波器設計論文范文

【關鍵詞】超寬帶；帶通濾波器；枝節加載；阻帶抑制

1.引言

自2002年美國聯邦通訊委員會（FCC）批準把3.1GHz到10.6GHz之間的頻段分配給超寬帶通信系統使用[1]以來，小型化，高性能已經成為了超寬帶無線通信系統的必然趨勢[2-5]。文獻[2]中首次提出了基于多模諧振器的超寬帶濾波器設計方法。文獻[3]中為了改善這種基于多模結構超寬帶濾波器的高阻帶特性，采用了多枝節加載的諧振器結構。此外，為了提高超寬帶濾波器的選擇性，在文獻[4]中提出了一種階梯阻抗枝節加載的諧振器結構。

本文提出了一種具有新的枝節加載諧振器結構超寬帶濾波器。結構為使用圓形開路階躍短截線為中心枝節，通過圓形諧振器控制奇偶模式的分布；通過短路和開路枝節控制帶外抑制。該濾波器具有小尺寸，良好選擇性等優點，為設計新型的超寬帶濾波器提供了新的思路。

2.超寬帶濾波器的結構

由文獻[6]中首次使用圓形開路階躍短截線單元進行超寬帶濾波器的設計。在文獻中可以知道這種單元具有低通特性，并且其截止頻率會隨著半徑R的增大而減小，邊緣響應也隨之變得都陡峭。這樣，我們可以使用加載其他枝節引入傳輸零點的方法得到好的阻帶特性。

圖1為所設計超寬帶濾波器的整體結構。整體電路左右對稱，使用介電常數為10.2，厚度為1.27mm的Roger RT/duroid6010介質基板，端口阻抗為50Ohm。考慮的制作工藝的難易度和可行性，所有微帶間縫隙寬度不小于0.1mm，且金屬化過孔的半徑不小于0.1mm。

這里和為枝節的特性阻抗以及電長度。當分別等于0o，90o，180o的時候，分別等于0，，0，分別等于，0，。由此可以得到，當超寬帶濾波器的中心頻率的的時候，由短路枝節可以得到兩個傳輸零點，并且能提高濾波器的選擇性。而又由于開路枝節的存在，當開路枝節的電長度等于帶外頻率抑制點的1/4波長的時候，能夠提高帶外阻帶的性能。在這篇文章里，我們設置帶外抑制頻率點為15GHz。

通過以上的分析，一個新型的枝節加載超寬帶濾波器就可以得到，電路的初始尺寸也可以由上述分析得到，最后使用HFSS進行仿真和優化。

3.仿真結果與分析

通過HFSS仿真得到的仿真曲線如圖3所示。從圖中可以看出，濾波器測試帶寬為3.18GHz到10.46GHz，且通帶兩端具有較好選擇性，插入損耗小于0.25dB，帶內時延平坦，其20dB阻帶抑制范圍可以達到15GHz，從而驗證了設計的有效性。此外該濾波器結構緊湊，物理尺寸為16.6mm×13mm。

4.結論

本文提出了一種新的枝節加載諧振器的設計思路并分別設計了一種新型的超寬帶濾波器。經過仿真驗證，表明該濾波器具有結構緊湊、帶寬寬、帶外抑制良好等優點。

參考文獻

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第3篇：濾波器設計論文范文

【關鍵詞】雜波抑制；動目標顯示；盲速；參差濾波器；改善因子

1.引言

雷達的基本任務是用無線電的方法探測目標的距離、方位角、俯仰角及速度等信息。這些信息是利用目標對電磁波的反射現象獲取的[1]。對空雷達探測的目標通常是運動的物體，例如空中的飛機、導彈等，雷達接收到這些目標回波信息的時候，還會接收到各種背景（例如地物、云雨及海浪等）的干擾回波信號。這些背景回波會給我們探測真正的目標帶來困難，稱之為雜波或無源干擾。雷達接收到的不僅僅是目標回波，往往包含某些雜波干擾。

雜波干擾和目標回波在雷達顯示器上同時顯示很難觀察到目標，特別是有強雜波時，能夠使接收機過載，更難發現目標。即使終端通過自動檢測和數據處理系統，由于存在大量的雜波，系統也很難以處理。文獻[2]-[6]中都是對固定權的對消器做了一些研究，本文是在此基礎上研究了最佳權參差頻率濾波器，具有比對消器更好的抑制效果。

2.K次對消器

K脈沖MTI對消器與濾波器加權系數為二項式的橫向FIR濾波器等效。通過級聯一次MTI對消器來得到高階濾波器的方法推導出K次MTI對消器，因此，K次MTI對消器的傳遞函數[7]為：

（1）

圖1 K對消器構造模型

圖1為K次對消器構造模型，則K次對消器的輸出為：

（2）

式中，K為對消器的次數，對消器的系數為二項式系數，用下式計算：

（3）

式中圖2是四脈沖對消器的速度響應特性，其中雷達脈沖重復頻率為330Hz，雷達工作波長為0.2m，則求得第一盲速為vr1=36.3m/s。

由圖2其速度響應曲線知，四脈沖MTI對消器的頻率特性在，，各頻率點處均有很深的凹口，能夠很有效地抑制零多普勒頻率的固定雜波。圖2中可以看出零頻附近的凹口很深，達約-150dB。

3.參差MTI濾波器

由于等T的MTI對消器僅僅對固定地物雜波有較好的抑制效果，當目標以多普勒頻率對應的徑向速度相對雷達運動，濾波器將檢測不到運動目標，從而可能丟失目標信息。因此要可靠地發現目標，應保證第一盲速要大于可能出現的目標最大速度。

解決此問題通過采用兩個以上不同的重復頻率交替工作，使第一盲速大于雷達所要探測目標的最大徑向速度，從而提高雷達對目標的檢測。

設雷達采用N個重復頻率工作，它們的重復周期表示為圖3為參差MTI濾波器結構框圖3中：

圖2 四脈沖對消器速度響應曲線

圖3 參差MTI濾波器結構框圖

參差MTI濾波器的輸出為：

（4）

MTI濾波器的頻率響應為：

（5）

根據式（5），參差MTI濾波器的頻率響應取決于參差周期T1，T2，…，TN和濾波器的系數矢量。濾波器的系數矢量符合二項式展開系數，就構成了參差MTI對消器。

圖4所示為四脈沖參差MTI濾波器的速度響應曲線，即此MTI濾波器的系數矢量為二項式權為，重復頻率為330Hz，雷達工作波長為0.2m。采用9個重復頻率工作，在采用參差頻率前，第一盲速為vr1=36.3m/s；采用參差重復頻率后，知第一等效“盲速”提高的倍數為：

=40

求得第一等效“盲速”為：

圖4 參差MTI濾波器速度響應曲線

在圖4中，可以看到第一盲速被提高了40倍，而且速度響應曲線在該速度范圍內響應曲線整體比較平坦。圖4零頻附近可以看出，速度響應在vr=0處有很深的凹口，用于抑制零多普勒頻率地雜波。然而與圖2四脈沖等T對消器速度曲線相比較，零頻附近的凹口深度變淺了，僅為-70dB。由于凹口明顯變壞了，對雜波的抑制能力有所減弱。

4.基于參差周期比選擇的仿真

利用MATLAB軟件進行仿真，觀察改變參差碼對參差MTI濾波器速度響應曲線的影響，這對設計較好雜波抑制效果的濾波器是很有必要的。

采用9脈沖參差重復周期，比值為：36：44：37：43：38：42：39：41：40。顯然可能的排列種數=362880種，對每種組合用特征矢量法來求出最佳權矢矢量，再使用這組權矢量求出濾波器的頻率響應。在所有的參差碼中挑選出一組最優的碼使通帶內的頻率響應不平坦度最小，此時設計出的MTI濾波器對雜波的抑制是最好的。由于實際操作的有限性，自己選取了幾個特殊的參差碼進行了仿真，并總結了一些結論。

（1）不同參差比選擇會影響MTI濾波器的性能

圖5 參差MTI濾波器速度響應曲線

圖6 參差MTI濾波器速度響應曲線-零頻附近

從圖5看出，不同參差碼對參差MTI濾波器的整體速度響應曲線在通帶內曲線平坦度不同，上面參差碼有更好的雜波抑制效果，而下面參差碼在通帶中間位置起伏比較大。從圖6可以看出，不同參差碼組合，零頻附近的凹口相差不是很大。

（2）通過改變參差比，研究表明了參差周期的碼元排列互為倒序或者互為平移時，最佳權參差MTI濾波器的速度響應曲線效果相同，對雜波的抑制效果也一樣。

5.改善因子最大準則

雜波抑制濾波器對信雜比改善的情況用改善因子來表示。改善因子越大，MTI系統對雜波的抑制效果越好。改善因子I即為雜波抑制濾波器的輸出信雜比（S0/C0）與輸入信雜比（Si/Ci）之比，即：

（6）

雖然參差周期解決了盲速，但帶來了改善因子的限制值IS，由于參差和掃描的影響對改善因子I限制公式[8]如下：

（7）

式（7）中，n為波束寬度內脈沖回波數，r為參差周期的最大變比。

通過采用時變加權來克服次限制，即在不同的取樣時刻，給濾波器不同的加權值，這樣就能解決參差帶來的影響。在數字設備里實現時變加權是容易做到的而且穩定可靠。

由FIR濾波器特性，MTI濾波器的頻率特性完全由其加權系數矢量W確定。設MTI濾波器的N個權矢量系數為w1，w2，…，wN，則可以構成一個加權矢量W，W=[w1 w2 … wN]T。由雜波的功率譜可以由表征的高斯曲線來表示：

（8）

標準偏差為：

（Hz）

其中為徑向速度標準偏差（米/秒），為雷達工作波長（米）。根據維納—辛欽（Wiener-Khintchine）定理，信號的自相關函數和功率譜互為傅立葉變換對，所以得到雜波的自相關函數如下，式中為相關時間：

（9）

利用積分公式：

經推導可得：

對于地雜波是一種特殊情況，雜波譜的中心頻率，則得到：

由此可見，具有厄米特性質：

式中*表示復共軛，這說明由構成雜波的自相關矩陣Rc為厄米特矩陣：

對于目標信號來說，其多普勒頻率在區間（，）上均勻分布，則目標信號可表示為：

（10）

目標信號自相關函數為：

由積分公式可得：

得出目標信號的自相關矩陣RS：

設為輸出信號，MTI濾波器輸入端的雜波數據和信號數據分別為：

可求輸出信號模的平方為：

則輸出信號的功率表達式為：

那么，MTI濾波器輸出端的雜波功率和信號功率分別為：

（11）

（12）

其中和分別表示MTI濾波器輸入端的雜波功率和信號功率，根據MTI改善因子的定義為：

（13）

（14）

則為一個單位矩陣，根據式（13）有：

（15）

問題轉變成利用式（15）求I的最值：

（16）

式（16）求導可得，RC的特征方程為：

（17）

其解有N個即，要使MTI濾波器的平均改善因子達到最大，MTI濾波器的最佳權矢量應取輸入雜波的自相關矩陣的最小特征值所對應的特征失量，此時雜波濾波器的平均改善因子為：

（18）

這種設計雜波抑制濾波器的方法稱為特征矢量法。

5.1 改善因子最大的對消器仿真

由特征矢量法的推導得出當MTI濾波器的權系數矢量取雜波自相關矩陣的最小特征值對應的特征矢量時，MTI濾波器的改善因子將達到最大。

四脈沖最佳權對消器的速度響應曲線仿真條件為：脈沖重復頻率為330Hz，雷達工作波長為0.22m，=0.3m/s為雜波的標準離差，它是與地雜波區植被類型與風速有關的一個量，波束寬度為1.35o，天線轉速為6轉/分。首先求得地雜波功率譜的標準偏差為：

再考慮天線掃描引起的雜波功率譜的展寬，設天線方向圖具有高斯形狀，雙程天線方向圖對回波信號的幅度調制引起了雜波功率譜展寬可用標準離差表示：

（19）

（20）

式中，為半功率天線方位波束寬度（o）；為天線方位掃描速度（r/min）；為目標仰角（o），n為單程天線方向圖3dB寬度內目標的回波脈沖數。帶入數據可得，=7.3Hz。對于天線掃描工作的雷達，接收的雜波功率譜標準離差應為：

圖7 四脈沖最佳權對消器速度響應曲線

由圖7可以看出，在徑向速度為零附近最佳權MTI對消器有了三個凹口，這是由于四脈沖對消器的原故，它可以等效為三個一次相消器，在Z=1處有三重零點。與圖2相比較，圖7最佳權對消器的改善因子I有了很大提高，速度響應曲線對雜波的抑制效果更好，特別是對有頻譜展寬的地物雜波。

5.2 改善因子最大的參差濾波器的仿真

為了消除參差對改善因子的限制，常采用時變加權的方法加以克服，即取雜波自相關函數的最小特征值對應的特征矢量作為參差MTI濾波器的最佳權系數。

最佳權參差MTI濾波器的速度響應曲線仿真條件：雷達脈沖重復頻率為330Hz，雷達工作波長為0.22m，=0.3m/s為雜波的標準離差，波束寬度為1.35o，天線轉速為6轉/分。天線掃描接收雜波功率譜標準離差為=7.8Hz。

此時雷達采用9個參差重復頻率，它們的重復周期之比為：T1：T2：T3：T4：T5：T6：T7： T8：T9=36：44：37：43：38：42：39：41：40。

圖8 最佳權參差MTI濾波器速度響應曲線

圖8與圖4相比，得出二項式權系數參差MTI濾波器與最佳權系數參差MTI濾波器的整體速度響應曲線相差不大，基本相同，而且速度響應曲線在通帶內均比較平坦。而在凹口即零頻附近多出了兩個對稱的凹口，改善因子提高了，第一凹口深度達到約-80dB，對雜波的抑制效果更好。

6.結論

本文給出了抑制雜波的動目標顯示濾波器及其性能，詳細地推導出了改善因子最大準則，從而得出了最佳權參差濾波器使改善因子大大提高了，能更好地濾除雜波。仿真結果表明了最佳權濾波器有更好的抑制雜波性能的同時取得較高的改善因子。

參考文獻

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[5]汪莉君.雷達雜波抑制技術的研究[D].西安電子科技大學碩士論文，2005.

[6]蔡麗娜.雜波抑制濾波器的研究與設計[D].西安電子科技大學碩士論文，2008.

[7]李宏，楊英科，薛冰.雷達信號處理MTI/MTD性能分析與功能測試[J].2003（5）：32-34.

第4篇：濾波器設計論文范文

Abstract: the nonlinear load of power grid application to brought serious harmonic pollution, and produced a series of power quality problems, and all kinds of sensitive load of power grid power supply quality and to put forward higher request. Passive power filter because of its simple structure, equipment less investment, operation reliability high, low operating cost, be in the power system, the most common harmonic control equipment.

中圖分類號:X503X503文獻標識碼：A 文章編號：

本文對無源電力濾波器的參數設計方法進行了深入的研究。詳細分析各種無源電力諧波器結構和工作原理，并在其基礎上對影響濾波器性能的有關參數進行了深入分析，重點研究了等值頻偏、品質因數、無功補償容量特性及系統諧波阻抗對單調諧濾波器和高通濾波器性能的影響。以此作為濾波裝置設計的理論基礎，為工程設計提供了理論準則。

本文通過分析濾波裝置設計方案的制定策略，推導最小電容器安裝容量法、無功補償容量分配法及過電壓限制法等工程設計方法設計濾波器參數的流程，并在MATLAB電力系統仿真環境下，通過仿真驗證了工程設計法。

對電力系統無源濾波裝置，在常規調諧濾波器的設計思路上，考慮實際濾波器受電網中的負載和自身元件特性的影響，工作在失諧狀態下，采取最佳偏調諧設計的方法設計單調諧濾波器。在給定容量時，對全調諧、經驗偏調諧、最佳偏調諧設計進行計算，對比結果，得出最佳偏調諧設計所得相對容量較小濾除諧波能力更好的優點。

由于交流調諧濾波器的工作原理及其缺點，針對嚴重影響調諧濾波器濾波效果的失諧問題和單個LC支路只能抑制單次諧波的缺陷，以及交流調諧濾波器不能實現動態補償問題，為了對其進行改進，學習研究了多種可變電抗器。

關鍵詞:無源電力濾波器；諧波抑制；濾波效益；失諧

1.1諧波的產生及危害

電力系統中，諧波的定義是指對周期性非正弦電量進行傅立葉級數分解后，除了得到與電網基波頻率相同的分量外，還有一系列大于基波頻率的分量，這部分電量被稱為諧波。近年來, 隨著各種整流、換流設備、電弧爐、各種電力電子設備、非線性負荷以及多種家用電器和照明設備等的大量使用，電力系統的諧波問題隨著電力電子裝置的廣泛應用變的越來越突出。相對傳統的電路和電力調節裝置，電力電子裝置具有高功率因數、高功率密度、高可靠性及低噪音、維護成本低等優點，這種裝置提高了電能的利用率，但是其本身的非線形使得電網電壓和電流不再為正弦波，而是畸變為含有各次諧波的電壓和電流。諧波電壓和電流的出現，嚴重危害了功用電網及其他系統的正常工作。

諧波的危害主要體現在以下幾個方面：

（1）諧波對電網的影響

諧波電流在電網線路中會產生附加有功功率損耗。諧波電流雖然通常數值不大，但其頻率較高，導線的集膚效應造成的諧波電阻較大，從而引起的附加損耗增加，降低了發電、輸電及用電設備的效率。諧波電流中的無功分量同時會降低電網的功率因數

（2）引起過電壓和過電流

諧波會引起電網局部的并聯諧振和串聯諧振，這種諧振會使諧波電流放大幾倍至幾十倍，從而危及電容器和其他供用電設備的安全運行。嚴重時會將電容器和電抗器燒毀。

（3）諧波對電機的危害

諧波對旋轉電機會引起附加損耗和過熱。諧波電流通過定子繞組由于集膚效應會造成諧波損耗。另外，諧波電流會產生與諧波頻率相對應的旋轉磁場，在轉子繞組中感應出諧波電流，從而在轉子中產生損耗和過熱現象。諧波同時會引起機械振動，對電機也有很大的危害。其中，正負序的諧波電流在電動機中會產生N倍基頻的諧波轉矩，它的平均轉矩雖然可以忽略，但其產生的脈動轉矩會引起電機的機械振動和噪音諧波對變壓器的影響主要是發生諧振時，電流過大，鐵心嚴重飽和，可危及變壓器的安全。諧波電流流過變壓器，還會增加其銅耗和鐵耗。

（4）諧波對電纜線路絕緣的影響

對電纜線路，非正弦，電壓使絕緣老化加速，泄漏電流加大，當出現并聯諧振過電壓時，可能引起放炮并擊穿電纜。

（5）諧波對繼電保護和電力測量的影響

許多電能儀表和繼電保護設備是針對正弦波及其過零點校驗設計的，諧波容易引起繼電保護和自動裝置誤動作或拒絕動作。不同類型的繼電器設計性能和工作原理不同，故諧波的影響有較大差別。諧波對大多數繼電器的影響并不大，但對部分晶體管型繼電器可能有很大影響。在存在諧波的情況下，由于沒有統一的表征功率的定義，同一儀表對同一電氣量進行測量時，按照不同定義所的得的結果可能會相差20%~30%。另外，對于采用平均值測量法的儀表，由于需要按正弦波轉換成有效值，當存在諧波時，結果有誤差。

（6）諧波對通信系統的干擾

諧波干擾會引起通信系統的噪音，降低通信的清晰度，干擾嚴重時會引起通信信號的丟失。在諧波和基波共同作用下引起的電話鈴響，甚至會危及設備和人身安全。

（7）諧波對整流裝置的影響

高次諧波對脈沖――相位控制的可控硅（晶閘管）整流裝置有較大影響，可能造成脈沖丟失而燒壞可控硅管。

1.3諧波的抑制

要解決配電系統的諧波和無功補償問題必須綜合考慮濾波和補償這兩方面的因素，能滿足要求的實現方法有很多，經過學習比較，這里主要研究兩種常見的濾波裝置。一種是無源濾波器；一種是有源濾波器。

1、無源濾波器

無源電力濾波器是傳統的補償無功和抑制諧波的主要手段，是一種用并聯濾波器濾除諧波的典型電路結構，通常是根據所要實現的功能由電力電容器，電抗器和電阻組合而成。一個簡單的串聯LC電路與諧波源并聯，應用其諧振原理，使某一次諧波在這個支路發生諧振，呈現低阻狀態，使該次諧波電流不再流入電網，達到抑制諧波的目的。如果要濾除若干次諧波，就用若干個單調諧LC濾波器并聯接到電網。無源電力濾波器還可以設計成雙諧振的，同時濾除兩種頻率的諧波，還可以設計成高通濾波器，以濾除某一次上的諧波。

無源濾波器的優點：因其結構簡單，電壓和容量可以做的很大，在吸收諧波的基礎上還可以補償無功，改善功率因素；維護方便；造價低，運行費用也低；對某一次高次諧波的吸收效果明顯；設計制造經驗成熟。因此成為傳統的補償無功和抑制諧波的主要手段。

無源濾波器雖然存在上述諸多優點，但它也有不足之處。無源濾波器的濾波原理是在系統中為諧波提供一并聯低阻通路，因此由于結構原理上的原因，在應用中存在著一些難以克服的缺點：

(1)只能抑制按設計要求規定的諧波成分，抑制較低次諧波的單調諧濾波器只對調諧點的濾波效果明顯，而對偏離調諧點的諧波無明顯效果。而實際工程設計時考慮到設計投資，不可能依靠增加濾波器的辦法解決。

(2)濾波特性受系統參數影響較大，濾波效果隨系統運行情況而變化，當系統阻抗和頻率波動時，濾波效果變差。特別是對電網阻抗和頻率的變化十分敏感，在一個復雜的電力系統中，這兩個參數的變化規律很難精確預知，因此一個實際的濾波器要達到理想的濾波效果是很難的。

(3)當系統阻抗和頻率變化時，可能與系統發生串聯或者并聯諧振，從而會產生諧波放大現象，使裝置無法運行，甚至使整個濾波系統無法正常運行。

(4)當系統中諧波電流增大時，無源濾波器可能過載，甚至損壞設備。

(5)裝置體積大，損耗大。

(6)濾波要求和無功補償、調壓要求有時難以協調。

基于上述無源濾波器設計和運行中存在的問題，國內外的設計研究人員研究出若干解決辦法，通過采取優化設計，在一定程度上提高了無源濾波器的使用效果。但無源濾波器由于原理上帶來的缺點是無法徹底克服的，因此，有必要采用其它濾波方式來抑制諧波。

2、有源電力濾波器

有源電力濾波器是一種能夠彌補無源濾波器不足的一種新型諧波抑制設備，是一種用于動態抑制諧波、補償無功的新型電力電子裝置，它能對大小變化的諧波以及變化的無功進行補償。它的基本原理是從補償對象中檢測出諧波電流，由補償裝置產生一個與該諧波電流大小相等而極性相反的補償電流，從而使電網電流只含基波分量。其應用可克服LC無源濾波器等傳統諧波抑制和無功補償方法的缺點，與傳統無源濾波器相比，具有突出的優點，概括起來主要有：

(1)實現了動態補償，可對頻率和大小都變化的諧波以及變化的無功功率進行補償，對補償對象的變化有極快的響應。

(2)可同時對諧波和無功功率進行補償，補償無功功率時不需要儲能元件，補償諧波時所需要儲能元件容量也不大，且補償無功功率的大小可做到連續調節。

(3)即使補償電流過大，有源電力濾波器也不會發生過載，并能正常發揮補償用。

(4)受電網阻抗的影響不大，不容易和電網阻抗發生諧振。

(5)能跟蹤電網頻率的變化，故補償性能不受電網頻率變化的影響。

(6)既可對一個諧波和無功源單獨補償，也可對多個諧波和無功源集中補償。

基于有源濾波器的上述優點，采用有源電力濾波器是對諧波進行抑制的一個發展趨勢，因而受到廣泛的重視，對于保證電力系統運行的安全性、可靠性和經濟性具有重要意義，具有廣闊的應用前景。

但目前國內的有源濾波器還處于研發階段技術還不夠成熟，應用的有源濾波器大都是國外進口產品，如ABB公司，價格昂貴，只有少數的工廠和企業在用。因此在這里選用無源濾波裝置。

從工作原理來看，濾波裝置可分為兩類。一類為有源濾波器，即該濾波器本身為一諧波源，其發生的諧波與負荷產生的諧波大小相等，但方向相反，正好抵消了負荷產生的諧波，從而達到消除諧波的目的。這類濾波器目前僅有小容量的裝置投人使用，尚須進一步研究。另外一類是無源濾波器，它是采用電容、電感諧振的原理來達到“吸收”諧波的目的。由于其中有電容器，所以可以實現濾波兼并補雙重作用。

無源電力濾波器以其結構簡單、設備投資少、運行可靠性高、運行費用低等優點，成為電力系統中最普遍的諧波抑制設備。

參考文獻：

（1） 胡治國, 張靜, 何銀永. 帶諧波的無功補償系統[J] 東北電力技術; 2005, (6) 19～21 （2） 徐金亮低壓變頻器的諧波治理和無功功率補償[A] 電力電容器、無功補償技術論文集[C], 654 內蒙古石油化工2006.

第5篇：濾波器設計論文范文

關鍵詞：雙軸加速度傳感器，ADXL210E，三維鼠標

 

一、引言

ADXL210E是美國模擬器件公司生產的含有用多晶硅表面微機械加工技術制作的傳感器的兩坐標軸加速度計單片集成電路。論文寫作，ADXL210E。ADXL210E是一種低成本，低功耗，完整2軸加速度傳感器，該電路可以測量諸如振動這樣的動態加速度和重力之類的靜態加速度，測量范圍為±10g。ADXL210E的占空因數輸出在沒有A/D轉換器或膠著邏輯（Gluelogic）的情況下，可通過微處理器直接測量。論文寫作，ADXL210E。事實上，器件的占空因數（即脈沖寬度與周期之比值）正比于加速度。論文寫作，ADXL210E。ADXL210E常用于兩軸傾斜傳感器、信息家電、報警和移動探測器及汽車安全等領域。

其性能特點如下：

（1）利用3V～5.25V的單電源工作，電源電流低于0.6mA；

（2）集成了兩坐標軸采用多晶硅精細機械加工技術制作的傳感器；

（3）經占空因數輸出端可直接與低成本的微控制器接口；

（4）加速度計的帶寬可由引腳XFILT和引腳YFILT上的電容器（CX、CY）設定；（5）滿度測量范圍為±10g，在60Hz下的分辨力是2mg；

（6）占空因數周期T2由引腳2上的電阻器RSET設定（T2=RXET（Ω）/125MΩ）。（7）有專門設計的數字輸出，通過占空因數濾波或者利用引腳XFILT與引腳YFILT輸出，也可提供模擬輸出。

二、基本結構與原理

ADXL210E采用尺寸為5mm×5mm×2mm的8引腳LCC型封裝，引腳排列如圖1所示。各個引腳的功能見表1。

圖1 ADXL210E引腳排列圖

表1 ADXL210E的引腳功能

第6篇：濾波器設計論文范文

【Abstract】The face recognition is a research focus in the field of pattern recognition and artificial intelligence. It has a special advantage in the field of biometric recognition， and be widely used in the field of safety and civilian use. This paper introduces the system of the face recognition

design process and popular application algorithm.

【P鍵詞】人臉識別；模式識別；設計流程；應用算法

【Keywords】face recognition； pattern recognition； design flow； application algorithm

【中圖分類號】TB472 【文獻標志碼】A 【文章編號】1673-1069（2017）03-0099-02

1 引言

人臉識別技術是一種非接觸式、友好的生物識別方式，它是當前模式識別和人工智能領域的一個研究熱點，其開始于20世紀60年代，到20世紀90年代隨著圖像處理、模式識別、認知科學等理論的發展取得了突破性進展，廣泛地應用在自動身份認證與識別、民用、安檢等方面。

2 技術流程

人臉識別系統主要包括四個組成部分，分別為：人臉圖像采集及檢測、圖像預處理、特征提取以及匹配與識別。

2.1 圖像采集及檢測

人臉檢測是人臉識別過程中的關鍵技術。對任意給定的一個或一組圖像進行識別，人臉檢測的目的在于判斷圖像中是否存在人臉，并準確標定出人臉的位置、大小和姿態的過程。具體算法有以下幾種類型：

2.1.1 基于直方圖粗分割和奇異值特征的人臉檢測

這種方法是用平滑的直方圖對圖像進行粗分割，再根據一定的灰度區間對人眼進行定位，進而確定出人臉區域。這種算法檢測率較高，但耗時較長，而且當臉部光照變化較大或臉部有較大陰影時，圖像很難被檢測到。

2.1.2 基于二進制小波變換的人臉檢測

給定一幅原圖像，在垂直方向上應用低通分析濾波器得到垂直方向的低頻分量和水平方向上的高頻分量，水平方向應用高通分析濾波器得到水平方向的低頻分量與垂直方向的高頻分量，再經過一系列的變換，得到角度相似函數和自由參數，這樣選擇人臉部位的任意一點（n，m），學習得到自由參數，應用這些不等長的參數，可以有效地獲取人臉部位的特征。

但該方法對原始圖像的要求較高，當圖像的背景相對復雜，比如從側面拍攝人臉時，水平方向和垂直方向的高低頻分量很難獲取，這將直接影響到自由參數的準確性，從而很大程度上影響人臉檢測的檢準率。

2.1.3 基于AdaBoost算法的人臉檢測

2010年Viola和 Jones引入積分圖概念，提出了基于Harr-like特征、級聯結構的AdaBoost算法，成功應用于模式識別領域，實現了實時人臉檢測，使人臉檢測技術取得了突破性進展。該算法是挑選出一些最能代表人臉的矩形特征（弱分類器），按照加權投票的方式將弱分類器構造為一個強分類器，再將訓練得到的若干強分類器串聯組成一個級聯結構的層疊分類器，有效地提高分類器的檢測速度。

2.2 人臉圖像預處理

預處理是人臉識別過程中的一個重要環節。輸入圖像在采集、傳輸、變換過程中，由于多種原因，往往會造成圖像與原始人物之間產生某些差異。這些質量的退化會對下一步的特征提取造成很大的影響，因此有必要對分割出來的圖像進行適當的處理，使其有利于計算機的運算，這種處理就是圖像的預處理[1]。

通常圖像的預處理有濾波法、基于數學形態的預處理方法等。濾波法常用基于空間域的均值濾波、高斯濾波、中值濾波、邊緣保持濾波和基于頻率域濾波的低通、高通、帶阻濾波等[2]；基于數學形態的預處理方法有灰度腐蝕、灰度膨脹、灰度開運算、灰度閉運算等方法。論文簡單介紹了濾波法的計算原理。

均值濾波是用像素鄰域內的各像素灰度平均值代表原來的灰度值，此法能有效地去除噪聲，但容易使邊緣模糊。

高斯平滑濾波器是根據高斯函數的形狀來選擇權值的線性平滑濾波器。高斯平滑濾波器對去除服從正態分布的噪聲是很有效的，在邊緣檢測之前要對圖像進行平滑濾波，往往采用高斯濾波器。

中值濾波是用局部的中值代替局部均值。在灰度圖像 f 中以像素（x，y）為中心的 N×N 屏蔽窗口（N= 3， 5， 7， …）內， 首先把這 N×N 個像素點的灰度值按大小進行排序，然后選取值的大小處于中間位置的灰度值α， 使 f （ x ， y）α。這樣 ， 把被處理點的某一鄰域中像素灰度中值作為該點灰度的估計。

2.3 人臉識別常用算法

2.3.1 基于主成分分析的人臉識別算法

主成分分析法（Principal Component Analysis，PCA）是最早、研究最廣泛的人臉識別方法。該方法識別人臉時，將單張人臉圖像投影到此低維空間，用所得投影坐標系數與目標樣本集中的投影系數進行比對，以確定最佳特征臉。其步驟如下：

①利用濾波或膨脹、腐蝕等方法對人臉圖像進行預處理。

②讀入特定人臉數據庫，形成人臉樣本的特征空間。

③將訓練樣本圖像和測試人臉圖像進行正交變換、投影等。

④選擇合適分類方法判斷訓練樣本和測試人臉是否同類。

2.3.2 基于神經網絡的識別方法

心理學家McCulloch和數學家Pitts 合作提出了形式神經元的數學模型， 成為人工神經網絡的開端。神經網絡把模型的統計特征隱含在神經網絡的結構和參數中，對于人臉這類復s的、難以顯示描述的模型，基于神經網絡的方法具有獨特優勢。神經網絡的魯棒性比較好，但是訓練慢，并可能陷入局部最優。

2.3.3 基于隱馬爾科夫模型的人臉識別算法

隱馬爾可夫模型（HMM）的基本理論發起于20世紀六七十年代，Samaria等人最早提出關于人臉的隱馬爾可夫模型，使用人臉圖像中的額頭、眼睛、鼻子、嘴巴和下巴5個特征參數，隱含5個形態，將人臉用矩形從上到下分成若干區域，將窗口內的像素點數據排成列向量，用每個區塊的像素值作為觀察序列來進行人臉識別。

除以上方法外，還有很多不同的算法，如基于三維的人臉識別、基于主動近紅外圖像的多光源人臉識別技術、基于皮膚特征的人臉識別都取得了很好的應用效果。

3 系統的構建

MATLAB是一種用于算法開發、數據可視化、數據分析以及數值計算的高級技術計算語言和交互式環境，利用其對待識別人臉圖像的預處理、判斷待識別圖像是否在人臉庫中、對選取不同訓練樣本個數下識別效率進行比較。

3.1 ORL人臉庫

英國劍橋大學的ORL人臉庫包含40個人，每人10幅圖像，每幅圖像大小為92×112，圖像是在不同時間、光線輕微變化的條件下攝制的，其中包括姿態、光照和表情的差別。

3.2 圖像預處理

通過幾何歸一化對輸入的圖像加工，使其與人臉庫的圖像一致，然后將彩色圖像轉換為灰度圖像，通過灰度拉伸，直方圖均衡化等方法完成對圖像的處理。

3.3 人臉識別

根據具體情況選擇不同的核心算法，以HMM算法為例，對人臉庫中的圖像進行訓練，得出人臉庫的HMM值。

在建立完人臉庫后，用與訓練相同的方法提取待識別人臉的HMM值，并與原人臉庫中存在的HMM值進行比較，求出各項的相似概率，對這些概率進行排序，輸出相似概率最大項。

【參考文獻】

第7篇：濾波器設計論文范文

【關鍵詞】電子時間引信 實驗室動態性能試驗 計時終點 爆炸聲音信號采集

電子時間引信的實驗室動態性能試驗，是利用離心機模擬引信工作時的外部力學環境，使引信完成電池激活、機構解保，直至最終按照裝定時間輸出點火信號。該項試驗的主要目的就是考核引信計時精度是否滿足指標要求，所以準確的設置引信計時起點和計時終點是關鍵的一環。在這項實驗中，我們把引信電池激活信號設為計時起點，把引信作用時火工品的爆炸聲音信號作為計時終點。以往的電子時間引信實驗室動態性能試驗，是靠人工監聽引信作用時火工品的爆炸聲音信號作為計時終點，這種方法誤差大、實時性差、容易漏聽信號，影響試驗結果的準確性。針對上述問題，提出了一種利用音頻信號處理系統自動采集火工品爆炸聲音信號的方法，以實現對電子時間引信計時終點信號的準確采集。

1 實驗室動態性能試驗系統的組成與工作原理

實驗室動態性能試驗系統由離心機和電性能測試系統兩部分組成，利用離心機產生引信發射時所需的外部力學環境，通過電性能測試系統對引信工作性能進行測試。離心機由轉臂運轉系統、轉速控制系統等組成，電性能測試系統由組合裝定器、阻抗測試電路、計時電路、信號檢測處理電路、信號通路自動切換電路、音頻信號處理系統等組成。系統組成的原理框圖如圖1所示。

根據電子時間引信的工作原理，當電池激活后，引信內部計時電路即開始工作，當計時到預先裝定的時間后，即輸出點火信號，點燃火工品，引信完成作用。所以，試驗時轉速控制系統按照預先設定的過載加速度曲線和自轉升速曲線控制轉臂運轉系統運行，產生引信工作所需的外部力學環境，使引信完成電池激活、機構解保，直至最終按照裝定時間輸出點火信號。電性能測試系統把引信電池激活信號設為計時起點，把引信作用時火工品的爆炸聲音作為計時終點，在檢測到電池激活信號后，同步啟動內部計時器，開始計時，并通過音頻信號處理系統自動監測引信火工品爆炸聲音信號，當采集到火工品爆炸聲音信號后，停止計時，得到的時間即為引信計時時間參數。

2 計時終點爆炸聲音信號采集方法

2.1 爆炸聲音信號采集原理

音頻信號處理系統是采用聲學原理，利用聲音信號采集電路獲取聲波信號，并轉換為數字信號進行處理。主要由聲音傳感器、音頻放大器、濾波器、A/D轉換器、電源模塊和信號處理器組成，其原理框圖見圖2所示。

其中聲音傳感器是一種聲-電轉換器件，將空間中的聲音信號轉換為電壓信號，傳感器輸出的信號通過音頻放大器對其進行放大。放大后的模擬信號通過帶通濾波器進行濾波，濾除掉系統噪聲和背景聲音，濾波后的模擬信號通過A/D轉換器進行采樣，采樣結果送入信號處理器進行分析處理，如果確定為有效爆炸聲音信號，則輸出計時終點信號給計時器。為了滿足在離心機高速運轉情況下，對引信計時精度測量的使用要求，音頻信號處理系統必須具有較高的靈敏度和較快的響應速度。

聲音傳感器選擇全向型駐極體電容式麥克風，與音頻放大器共同構成聲音信號檢測電路，其原理圖見圖3所示，圖中MIC端連接駐極體麥克風的漏極輸出端，R4為靈敏度調節電阻，通過改變其阻值，可以調整系統的聲音靈敏度。

A/D轉換器完成濾波器輸出音頻模擬信號的模數轉換，為了保證信號處理的速度和精度，必須具有較高的轉換速率和轉換精度，因為濾波器輸出的模擬信號為雙極性信號，所以A/D轉換器的信號輸入范圍應滿足正負信號的采樣要求。Maxim公司推出的MAX197是一款8通道、12位的高速A/D轉換芯片。采用單一電源+5V供電，單次轉換時間僅為6μs，采樣速率可達100k/s，可通過軟件設置±10V、±5V、0～10V、0～5V等四種量程，可滿足本系統的使用要求。

信號處理器是音頻信號處理系統的核心部分，實現系統的初始化、信號采樣、數據處理等功能。為了保證信號處理的實時性，采用C8051F310單片機作為數據處理器。全系統的工作流程見圖4所示。

2.2 濾波器的設計

音頻信號處理系統是用來在引信實驗室動態性能試驗時采集火工品爆炸聲音信號的設備，其工作時離心機處在高速旋轉的工作過程中，交流電機干擾（200～300kHz）、變頻器干擾（800kHz左右），離心機旋轉產生的機械噪聲（15～25kHz），都會對它的信號采集產生影響，同時因為前端一般會混入50Hz的交流電源噪聲，為了有效識別火工品爆炸聲音，必須對各種背景噪聲進行濾波。本系統使用時對響應速度要求較高，軟件濾波的方法不可行，應選用硬件濾波器對聲音信號采集電路輸出的信號進行濾波，然后送入A/D轉換器進行模數轉換。爆炸聲音的頻率范圍集中在3～5kHz之間，為了可靠濾除背景噪聲信號，需要一個具有尖銳截止特性的帶通濾波器。

2.2.1 濾波器類型的選擇

一般有源連續濾波器有以下類型：

（1）巴特沃斯（Butterworth）型濾波器在通帶和止帶內沒有復雜的紋波。相位響應的線性特性比較好。但是接近通帶的止帶衰減不夠快，即滾降特性不太好。

（2）切比雪夫（Chebyshev）型濾波器是為了在接近通帶的止帶產生最佳的衰減，即具有最快的滾降。但是它在相位上不是線性的，不同的頻率分量要受到不同時間延遲的支配，而且會在通帶或者止帶內產生紋波。

（3）橢圓函數（ Elliptic）型濾波器可以產生比切比雪夫型或巴特沃斯型濾波器更陡峭的滾降，不過卻在通帶和止帶內同時引入了內容復雜的紋波，并造成較強的非線性相位響應。

本系統設計中所需要的帶通濾波器，要在接近通帶的止帶產生比較好的衰減，并且濾波器階數在滿足要求的前提下應盡可能小。切比雪夫型濾波器具有比較快的滾降，相位響應基本滿足要求，且相對其他濾波方式完成相同的指標所需階數較小。經過權衡取舍，選擇了切比雪夫型濾波器來設計帶通濾波器。

2.2.2 濾波器器件的選擇

普通硬件有源濾波器由運算放大器和R、C組成，雖然比較容易實現，但參數調試困難，而且當工作頻率較高時，元件周圍的雜散電容將會嚴重影響濾波器的特性，使其偏離預定的工作狀態。Maxim公司生產的MAX274是一種連續時間有源濾波器，內部有4個2 階狀態可變濾波器單元，可實現巴特沃斯型、切比雪夫型、橢圓函數型以及貝賽爾（ Bessel）全通型濾波器。采用MAX274設計濾波器的優點有：

（1）電路簡單，不需外接電容，根據設計要求，每個濾波單元只需外接4個編程電阻，即可實現從100Hz～150kHz的低通、帶通濾波；

（2）Maxim公司網站提供了免費的專用設計軟件，免去了人工復雜計算；

（3）MAX274是單片集成結構，高頻工作時基本不受雜散電容的影響，對電阻誤差也不敏感；

（4）所設計濾波器的中心頻率、轉折頻率、Q 值以及放大倍數等都可由外加電阻加以確定，參數調整十分方便；

（5）由于放大倍數可調， 所以常常設計成與后續模數轉換器直接接口的形式，省卻了放大電路；

（6）該芯片為連續時間型，比開關型濾波器噪聲低、動態特性好；并且不需要時鐘，故沒有時鐘噪聲。

其外部接口圖見圖5所示。

2.2.3 濾波器參數的確定

利用MAX274設計一個濾波器的計算量很大，階數越多，計算越困難。為此，Maxim公司提供了免費的設計軟件，該軟件可根據所要求的濾波器形式，計算出濾波器階數、極點值、Q值和電阻大小，省去了人工計算。其設計步驟如下：

（1）通過在軟件主選單上選擇濾波器的類型并進入設置各個參數（通帶頻率f1=3.5kHz， f2=5.5kHz，阻帶頻率fs1=2.5kHz，fs2=7.7 kHz，通帶最大衰減Amax=1 dB，阻帶最小衰減Amin=30dB，階數m=6） 。

（2）設置完成后退回主選單進行硬件設置，可以得到各個二階節的參數，包括中心頻率f0、品質因數Q值、增益和電阻值，各個參數還可根據實際情況修改，一般除增益與電阻值外其他參數較少修改。設置完各項參數后，可對各個二階節的電阻值進行修改并標準化，以配合實際調試。如果電阻值超過5 MΩ，為防止寄生電容的影響，可以通過軟件直接將電阻轉化為等值的T 型網絡。最后把各個二階節按Q 值的大小由低到高順序排列，以獲得較大的動態響應范圍。

（3）設置完電阻后可觀察各個二階節的幅頻特性和相頻特性，方便驗證實際設計的每個二階節的頻譜。

（4）利用Maxim附帶的軟件設計出的頻帶范圍為3.5 kHz～5.5kHz 的六階切比雪夫型濾波器的各級電阻值為：第一級二階節：R1=249.63kΩ，R2=567.309 kΩ，R3=1.032MΩ，R4=562.309kΩ；第二級二階節：R1=404.719kΩ，R2=455.842kΩ，R3=404.719kΩ，R4=450.842 kΩ；第三級二階節：R1=161.171kΩ，R2=366.277kΩ，R3=666.021kΩ，R4=361.277kΩ。

2.3 測量誤差分析

音頻信號處理系統對爆炸聲音信號采集時，要經過運放MAX4468、濾波器，最后通過MAX197進行采樣，模擬量的測試誤差主要包括運放引進的誤差和A/D轉換器引進的誤差兩部分。

運放在工作中引入的誤差主要體現在其失調、溫漂等靜態誤差和帶寬限制引起的動態誤差。本設計中被測量頻率較低，器件的帶寬完全滿足且有很大余量，可以忽略動態誤差。靜態誤差是由很多因素引起的，設計中已經充分考慮了器件的阻抗匹配，并采用調零的方法對失調誤差進行了補償，但還必須考慮噪聲、供電、溫漂等因素帶來的影響。根據運放的等效電路模型，得出運放的合成誤差為：

（1）

（2）

上式中包含的等效靜態參數的定義是：Z1是等效輸入阻抗，ZL是負載的等效阻抗，rio是等效開環輸入電阻，roo是等效開環輸出電阻，Zf是等效反饋電阻，Aod是等效差模電壓增益，Vos是等效輸入失調電壓，Fd是等效反饋系數。

查閱運放MAX4468的技術手冊，獲取上述參數值，代入式（1）計算得到Vo≈0.201mV。

MAX197具有12位的分辨率，量化誤差為1LSB，當采樣量程為±5V時，引進誤差約為2.44mV。

綜上所述，可知系統對聲音信號的采集誤差約為2.641mV。聲音信號采集電路輸出信號的上升率大約為2V/ms，測量誤差在信號采樣時對時間帶來的影響約為1.32ns。所以整個采集電路完全滿足聲音信號的測試精度要求，測試結果可信度高。

3 試驗驗證

音頻信號處理系統獨立安裝在離心機臺體中，實時采集被測引信火工品作用時的爆炸聲音信號，并輸出計時停止信號給電性能測試系統。其驗證過程分濾波器性能仿真和整機性能測試兩部分。

3.1 濾波器性能仿真

由于Maxim提供的軟件仿真出來的頻譜圖并不十分精確，而且無法觀察級聯起來后的頻譜，首先在MATLAB下完成仿真得到更加精確的頻譜。仿真可根據二階節的內部結構得到輸入比帶通輸出的傳遞函數：

（3）

式中： C=79.5 pF。

把設計軟件中得到的每個二階節的電阻值代入相應的傳遞函數中，再把每個二階節的傳遞函數相乘，可以得到最后輸出的幅頻響應，見圖6實線部分。

設計中，實際能實現的電阻阻值與計算值之間有一定的誤差，即使使用可調電阻，也存在誤差。因此要對電阻值進行取舍，一般只要誤差不超過5%，電阻值對濾波器波形的影響就不大，基本可以滿足要求。

在實際調整電阻值過程中要遵循以下簡單的原則：R1的阻值與增益成反比， R3的阻值與品質因數Q成正比，R2與R4的阻值分別與帶寬成反比。

實際調試后，得出了比較令人滿意的幅頻響應，見圖6虛線部分。調整之后的各級電阻值是：第一級二階濾波器：R1=240kΩ，R2=560kΩ，R3=1.0MΩ，R4=820kΩ；第二級二階節：R1=390kΩ，R2=430kΩ，R3=390kΩ，R4=620kΩ；第三級二階節：R1=160kΩ，R2=360kΩ，R3=620kΩ，R4=390 kΩ。

3.2 整機性能測試

按照仿真得到的結果，調整濾波器電路參數值，利用音頻信號處理系統對不同型號火工品，進行實際的爆炸聲音信號采集，同時利用示波器對測試信號進行監測，實際火工品爆炸聲音測試信號見圖7所示，經過多次試驗均可靠監測到火工品的爆炸聲音信號，證明音頻信號處理系統性能穩定，工作可靠，不同型號火工品因為爆炸聲音強度不同，所以系統的反應時間略有不同，但平均響應時間都在3ms左右，滿足使用要求。表1中列出了不同型號火工品作用時的系統響應時間測量值。

4 結論

本文提出的電子時間引信計時終點信號采集方法，是在電子時間引信實驗室動態性能試驗系統中，利用音頻信號處理系統自動采集火工品爆炸聲音信號。試驗驗證結果表明，該方法可大大提高采集火工品爆炸聲音信號的準確度，且相應速度快，系統性能穩定可靠，實現了對電子時間引信計時終點的有效采集，系統響應時間可滿足電子時間引信計時精度考核的要求。該方法已在某型火箭彈引信實驗室動態綜合性能檢測系統中得到應用。

參考文獻

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第8篇：濾波器設計論文范文

關鍵詞:光子晶體光纖 摻鉺波導放大器陣列波導光柵光分插復用器 光交叉連接器

中圖分類號: TN801文獻標識碼:A文章編號:1007-3973 (2010) 07-072-03

近年來,人們日益膨脹的信息需求,刺激了全球通信業務的迅猛增長,為光纖通信網的發展帶來了巨大的機遇和挑戰。密集波分復用(dense wavelength division multiplexing, DWDM)技術能夠在一根光纖上同時傳送超過200個波長信號,使光纖傳輸系統的容量達到10Tb/s以上,是目前最具吸引力的光域復用技術。以DWDM技術為核心的光纖通信系統采用光交換技術從本質上降低或消除了系統對光電轉換和光電處理的需求,推動光纖通信系統向著超高速、大容量的全光網絡方向邁進。

DWDM系統的優勢要依賴關鍵光器件的優越性能才能充分發揮。新型光器件是推動DWDM系統速度、容量不斷躍上新臺階的物質基礎,因而成為近年來研究的熱點內容。DWDM系統涉及的主要光器件有光纖、波分復用/解復用器、光放大器、光分插復用器和光交叉連接器等。

1光子晶體光纖

目前工程中廣泛應用的光纖是G.652光纖,它在1550nm附近傳輸損耗最低,但偏振色散系數較大,要實現長距離、 高速率傳輸需要加入色散補償光纖進行色散調節。

朗訊公司發明的全波光纖ALL-wave Fiber將光纖可利用的波長增加了100nm左右,相當于125個波長通道(100MHz通道間隔)。但是它在色散和非線性方面并沒有很大改善。

光子晶體光纖(Photonic Crystal Fiber,PCF)利用光子帶隙(Photonic Band Gap,PBG)來導光。原理如圖1所示。PCF纖芯是在周期性的結構中抽取幾個空氣孔而構成。光波在空氣孔形成的缺陷中傳播。由于空氣傳導具有更低的本征散射損耗和吸收損耗,因此PCF的性能參數(色散、損耗、非線性效應等)要小于常規光纖。

圖1PBG-PCF

結構合理的PCF具有極寬的通信帶寬,可以在幾乎全波段內實現單模傳輸。并且,即使放大光纖的結構尺寸,這種“無截止單模特性”仍能保持。目前,光子晶體光纖的模式面積已經達到普通光纖的十倍以上,這大大降低了光在芯中傳輸的光功率密度,減小了非線性效應。PCF在低于1.3um波長處可獲得反常色散,同時保持單模傳輸,這是常規光纖無法做到的。改變空氣孔的排列和大小,光線的色散和色散斜率會隨之劇烈變化。合理設計的PCF可以獲得超過-2000ps/nm•k m的色散值。普通單模光纖以二氧化硅為材料,不可避免的本征吸收和瑞利散射使得其能量消耗很高。而PCF具有極低的光波能量損耗(

2摻鉺波導放大器

光放大器(optical amplifier,OA)的出現和發展解決了衰減對光網絡傳輸速度和距離的限制、開創了1550nm頻段的波分復用,是光纖通信發展史上的一個劃時代事件。

摻鉺波導放大器(Erbium Doped Waveguide Amplifier,EDWA)是繼目前已經獲得廣泛應用的摻鉺光纖放大器、半導體光放大器和光纖拉曼放大器之后的又一種具有發展前途的光放大器。

EDWA是由嵌入非晶體摻鉺玻璃基片上的波導組成的。在波導中摻入高濃度的Er3+作為增益介質,利用光波導結構將抽運光能量約束在截面積非常小的區域。從而提高抽運光功率密度和有效作用長度,實現在1550nm波長內單位長度波導的高信號增益。EDWA中的泵浦激光器、泵浦復用器、絕緣器和平坦增益濾波器都可以集成在一個極小的封裝之內。最小的EDWA模塊體積只有1301mm3。

與半導體光放大器比較,EDWA的噪聲指數低,振相關性低且無通道串擾。與摻鉺光纖放大器比較,EDWA尺寸更小,成本低,便于集成,在特定節點可提供10dB左右的特定增益。

在接入網和城域網中,波分復用器、隔離器、調制器、光交叉連接器等器件都需要與放大器組合使用來補償其損耗。在網絡的多個地點安裝少量的小放大器,顯然可以獲得更高的性價比。

3基于陣列波導光柵的光復用器和解復用器

DWDM系統中的光復用器和解復用器十分關鍵。實現方法有很多,有干涉濾光器型、光纖耦合器型、光柵型、集成光波導型等。

陣列波導光柵(arrayed waveguide grating, AWG)復用/解復用器屬于集成光波導型,具有波長間隔小、通道平坦、低偏振相關性、低插入損耗性等優點,被認為是DWDM系統中光復用/解復用器最可行的實現方案。AWG是一種平面光波導的無源器件,基于平面光波回路技術,將輸入波導、輸出波導、陣列波導和兩個平板波導(自由傳播區域)集成在同一個襯底上制成。

來自輸入光纖的多波長信號經過AWG之后,在輸出端的各個光纖上可以得到具有一定排列順序的單波長信號。AWG具有雙向傳輸特性,一個方向輸入為復用方式,另一個方向輸入為解復用方式。

為了達到DWDM系統的性能要求,復用/解復用器件必須滿足插入損耗小、隔離度大、帶內平坦、偏振不敏感、溫度穩定性好、復用通路數多、尺寸小等特點。

目前AWG的制作技術不斷進步,使得其性能有了很大提高。采用氟甲基丙烯聚合物,能夠制造出信道間隔為0.65nm、14信道的AWG復用器。其3dB帶寬為0.19nm,偏振導致的波長偏差僅為0.3nm,幾乎是偏振不相關的。在陣列波導上放置一個有窗口的金屬掩膜,可以將信道串擾降低到所希望的水平。采用該技術,在陣列波導數為81,輸入/輸出波導為32時,獲得了10Hz間隔,串擾為-17～-30dB(TE模)和16～-27dB(TE模)的32信道AWG復用/解復器。另外,無熱AWG控制技術使得AWG幾乎可以做到對溫度不敏感。而低損耗槽技術能夠在100GHz信道間隔的16信道無熱硅基AWG復用/解復用器中獲得小于3.2dB的插入損耗。

4基于聲光可調諧濾波器的光分插復用器

光交換是未來全光網中最為顯著的特點之一,它既克服了電交換產生的速率瓶頸,又為智能光網絡提供了技術保障。光交換技術可分為光路交換、光分組交換和光突發交換。

光路交換,又稱為波長路由,是目前研究比較成熟的技術。波長路由利用動態路由和波長分配、通過光分插復用(Optical Add-Drop Multiplexes,OADM)設備光交叉連接(Optical Cross Connect,OXC)設備,使信號回避電層處理直接通過透明的波長通道或“虛波長通道”(由波長值不同的一系列波長連接起來的一條光路)到達目的節點。

光分插復用器OADM是針對本地網絡的關鍵節點設備,可以分為固定OADM和可配置OADM(ROADM)。后者能夠根據網絡環境的變化在一條DWDM鏈路中隨意上下路幾個波長,而不影響其它信號的透明傳輸。較之固定OADM更加靈活。一個功能齊備的OADM節點主要包括分插濾波模塊、上/下路控制單元、光功率均衡單元、色散補償單元、保護倒換模塊、網元管理單元和光功率監測單元。波長信道的上下路是OADM節點的核心功能,實現技術已有很多,按組成方式可做如下分類:

(1) 分波器+波長交換單元+合波器

(2) 耦合單元+濾波單元+合波器

(3) 波導型OADM

(4) 基于陣列波導光柵

(5) 基于聲光可調諧濾波器(acousto-optic tunable filter,AOTF)

基于AOTF的可配置OADM是目前的研究熱點。基于LiNbO3晶體的波導型聲光濾波器由嵌在LiNbO3晶體中的鈦波導組成。結構如圖2所示,包括兩個對稱的偏振分束器(polarization beam splitter,PBS),中間是聲光模式轉換器。輸入光被第一個偏振分束器分為兩個方向相互垂直的偏振態(TE/TM)沿著波導兩臂傳播。射頻信號將聲波引入波導并沿聲表面波導傳播,引起光波導折射率呈周期性的調制,折射率的變化引起被選擇的波長偏振方向發生變化,TE模式變為TM模式,TM模式變為TE模式,其它光的偏振模式不變。波長的選擇由聲波的頻率決定。第二個偏振分束器用來將被選擇的光從入射光中分離出來經下路端口輸出,而其他光經直通端口輸出。上路波長經上路端口輸入,在相應頻率聲波作用下,模式轉換后由直通端口輸出。從當輸入多個聲波頻率時,還能實現多路波長同時上下路。

圖2AOTF工作原理圖

較之其他的OADM方案,基于AOTF的OADM波長尋址范圍大、沒有可移動的部件、調諧速度快而且隔離度高。AOTF便于集成,有利于減小OADM系統的體積。

5基于光纖Bragg光柵的光交叉連接器

光交叉連接(OXC)能夠使不同輸入鏈路間的波長在光域上實現交叉連接,使單獨的DWDM網和鏈路連接起來,形成全局性的DWDM網絡。OXC節點的主要功能是實現波長級的波長選路和交叉連接。在此基礎上實現波長指配(根據需要為進入光交叉連接的節點的光通道提供合適的波長,建立波長通道連接或者虛波長通道連接)、波長恢復和網絡的重構。

基于光纖Bragg光柵(fiber Bragg gratings,FBG)的OXC能夠將任何一條入口光纖上的任何一路波長交叉連接到任何一條出口光纖的一路相同波長上。這種波長選擇交叉連接功能目前在網絡中應用十分廣泛。

一種新型的基于FBG的OXC基本結構如圖3所示:

圖3 新型的2無阻礙交換

一個環形器和兩個可調FBG組成了2的OXC。通過調節FBG可以實現任意兩路波長信號無阻礙地的平行或交叉連接。

波長為 1、 2的輸入信號經輸入端口1進入環形器,調節兩個FBG使其布拉格反射波長分別為 1、 2,則波長、經FBG反射由輸出端口1輸出。當FBG的布拉格反射波長均偏離 1、 2時波長 1、 2經FBG透射,由輸出端口2輸出。若調節其中一個FBG布拉格反射波長為 1或者 2,可使得一個波長相對于輸入交叉輸出,另一個則平行輸出。

以上述2的OXC為基本單元可以組成4的OXC結構如圖4。完成任意四路波長信號無阻礙地平行或交叉連接。

圖4新型的4無阻礙交換

這種結構OXC具有插入損耗小、使用器件少、可重構性好等優點。

6 結束語

DWDM技術在新的光纖通信系統中獲得了越來越多的應用,正在從骨干網向城域網、接入網滲透。但光器件技術的局限影響了DWDM網絡的普及和發展。國內外很多公司如Alcatel、華為,中興等均致力于新型光器件的研究和開發,并不斷取得新的進展。未來功能強大、性能優越、價格低廉的新型器件必將促進DWDM網絡的發展,加快全光網絡進程。

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第9篇：濾波器設計論文范文

此“圖外三談諧波”為繼“圖外談照明”、“圖外再談照明”的姊妹篇，亦系沉思指導實踐環節教學，以“圖外談設計”形式，倡“彈指CAD，勿忘據理論”的工程觀。

關鍵詞 :電磁兼容; 諧波抑制;無功功率補償; 功率因數;電能質量

Abstract： There are three articles of "discussion about harmonics without drawing:"For the “first” article refers to “general overview”, for the “second” refers to “control measures” and for the “third” refers to “discussion and suggestion”, which totally endows philosophy upon overall outline and comprehensive treatment of harmonics. This “third” article refers to the end section, it firstly introduces current practices; and then conduct discussion on two unsuccessful cases and one successful case; finally elaborates new thoughts and implementation procedures for comprehensive treatment. In view of undeveloped and imperfect technology, immature suggestions are only for references.

This article of the third "discussion about harmonics without drawing” is the sister section in succession of “discussion about lighting without drawing” and “re-discussion about lighting without drawing”, which is also the thinking teaching of instruction and practice. In form of “discussion designed without drawing”, the engineering concept of “advocating both CAD and theory” prevail.

Key words：Electromagnetic compatibility, harmonic suppression, reactive power compensation, power factor, quality of electric energy

中圖分類號： R187+.7文獻標識碼：A文章編號：

1、當前作法

1.1諧波抑治

1.1.1主動治理為使系統少產生諧波，盡可能降低諧波染，制定了下列各類規定：

1.1.1.1建筑物

1.1.1.1.1民用建筑物與高壓、超高壓輸電線和雷達站之間保持足夠的安全距離；

1.1.1.1.2除醫院醫技樓、專業實驗室等，建筑物內不設置大型有電磁輻射的裝置、核輻射裝置和電磁輻射較為嚴重的高頻電子設備。必須安裝這些設備的醫技樓、專業實驗室等必須采取屏蔽措施；

1.1.1.1.3大功率射頻干擾源的設備及安裝設備的建筑物應采取屏蔽措施---板屏蔽、網屏蔽、室屏蔽。

1.1.1.2電氣線路

1.1.1.2.1民用建筑低壓配電，尤其是對用電負荷主要為單相用電設備供電的配電干線設計中，中性線（N）的截面不小于相線截面積。而對大量集中使用計算機、電視等電子設備供電的場合，TN系統配電回路的N及PEN線的截面積不小于相線截面的2倍；

1.1.1.2.2電子設備和元件較多的配電線路，選用有中性線過流保護的開關電器，且適當加大斷路器的斷流容量，防止短路故障因諧波干擾導至斷流容量不足而損壞開關和設備；

1.1.1.2.3為X光機、CT機，核磁共振機等設備供電的變壓器及饋線，應當盡可能降低電源阻抗。

1.1.1.3防止電容器對諧波的放大

1.1.1.3.1適當調整電容器的安裝位置，以改變網絡參數；

1.1.1.3.2根據可能產生諧振的諧波次數，確定電容器的容量，或調整電容器投切分組容量，避開諧振點；

1.1.1.3.3在電容器回路中串聯適當的空心電抗器，限制電容器支路的諧波電流。如為限制3～5次諧波電流，可安裝相當于電容器容量4%～6%的串聯電抗器；

1.1.2被動治理對系統己產生的諧波，采用了下列方式削弱、抑制：

1.1.2.1LC無源電力濾波器

1.1.2.1.1只對設計針對頻率的諧波效果明顯，對其它頻率的諧波效果不明顯；

1.1.2.1.2濾波效果與系統運行狀況有關，當電網系統阻抗、頻率變化時，諧波效果降低；

1.1.2.1.3特殊諧波或系統阻抗、頻率的變化，可能與電網系統阻抗發生串聯或并聯諧振，造成電壓波形畸變和諧波電流放大，引起無源濾波器過壓、過流，甚至損壞，危及電網穩定；

1.1.2.1.4負載諧波電流過大時，可能引起無源濾波器過載，使之損壞，造成事故。

1.1.2.2有源電力濾波器幾乎不受電網阻抗變化的影響，不存在諧波放大的危險，儲能元件容量小。對變化的諧波動態跟蹤補償的有源濾波器，是治理電網諧波最有前途的措施。近年有源電力濾波器取得長足發展，國外雖有投入實際運行，我國還處于研制階段，工程應用尚處于初期階段。

1.2無功補償

無功補償與諧波抑治是關聯最密切、難度最大、保障電網質量最重要的兩方面。無功補償的當前作法：

1.2.1同步調相機既能補償固定的無功功率，也能對變化的無功功率動態補償。但反應速度慢、損耗大、價昂，僅早期運用；

1.2.2并聯電容器雖有發生諧振事故的可能，但方便、靈活、價廉，工程中廣為應用。只是僅能補償固定的無功；

1.2.3靜止無功功率補償裝置(SVC)以快速變化的電抗、電容構成，能根據無功功率的需求，自動動態補償無功功率，亦可調整電、減少過、減少電閃爍。然動態調節基波無功時產生大量諧波，影響其推廣。此技術己成熟，應用較多為下列四種：

1.2.3.1自飽和電抗器(SR)：由負荷電流控制飽和電抗器的磁飽和程度，負荷變化時其電抗值隨之變化，從而調節無功功率輸出的大小；

1.2.3.2晶閘管控制電抗器(TCR)：通過改變控制角而改變導通時間，相當于調節電抗器的電抗達到改變無功功率輸出的目的；

1.2.3.3晶閘管控制高漏電抗器(TCT)：原理同TCR，晶閘管斷開時呈高電抗，接通時根據控制角調節無功功率輸出的大小。因使用了變壓器，可直接接入高側；

1.2.3.4晶閘管投切電容器(TSC)：其晶閘管超前90°時接通并在斷開前一直保持此控制角，如電為正弦波，則流過TSC的電流亦正弦波，故無諧波產生，但此TSC不能在導通期間改變無功功率輸出的大小。

四種形式的靜止無功功率補償裝置(SVC)電路及參數對比于圖1及表1。從表1可見SR諧波來自磁飽和、非線性，TCR及TCT通過改變晶閘管控制角而調節電抗器的電抗，控制角大于90°時得不到交流電源的完整正弦波。此三種形式使用必考慮抑制它自生諧波，結構、設計必復雜。

1.2.4靜止無功功率發生器(SVG)通過不同控制，既可發出無功功率(呈容性)，也能吸收無功功率(呈感性)。但功能單一，僅調節無功功率。

圖1 四種形式靜止無功功率補償裝置(SVC)電路

表1 四種形式靜止無功功率補償裝置(SVC)性能對比

2、案例討論

2.1案例1：某終端變電所裝ABB公司生產的串聯型諧波濾波器THF，感濾波效果欠明顯。

究其原因，可能是此系統的三次諧波在終端變電所的終端變壓器的繞組內己抵消，而THF濾波僅針對三次諧波,對其它高次諧波及無功補償無能為力，所以感濾波效果欠明顯。

建議：如仍用ABB公司產品，改用ABB公司新近生產的有源動態諧波濾波器：

⑴ PQFI---適用于大功率三相三線系統；

⑵ PQFM---適用于較小功率三相三線系統；

⑶ PQFK---適用于混合型負載(含中性線中有零序諧波)三相四線系統；

⑷ PQFS---適用于商業、住宅及輕工負載(帶/不帶中性線負載)三相四線/三相三線系統。

2.2案例2：某大廈工程選用某廠ZN-TSF智能型低壓動態濾波補償成套裝置，亦感濾波效果欠明顯。

究其原因，可能是此大廈工程用了大量UPS，系統含有大量諧波。而此智能型低壓動態濾波補償成套裝置選用的是“標準抗諧振型”，僅適用于“含有少量諧波的系統”。

建議：如仍用此廠產品，改選“非標濾波型”，與制造廠協商按系統中諧波頻率及容量針對性特殊設計、生產。費用會升高，但能有的放矢解問題。

2.3案例3：某設計辦公樓0.4/0.23kV側為單母線分段，兩段母線分別各由一臺Dyn11干式變壓器供電，左段非線性負荷少，右段母線供負荷中大型UPS多，導致系統諧波超標(五次、七次諧波多，五次為68A)，電流畸變大(45%)。

2.3.1 原始條件原始系統測試數據見“表2案例3原始條件”；

2.3.2設計方案左段裝調諧式電抗電容器柜，著力無功功率補償；右段裝一臺70A有源電力濾波器濾除五、七次諧波，并配以調諧式電抗電容器柜著力無功補償。一次電路總方案見“圖2案例3系統概略圖”；

圖2 案例3系統概略圖

2.3.3 安裝位置排除效果不明顯的電源入口及需增費用的設專用箱兩方案，選用在分配電盤或負荷中心安裝。集中治理、投資少、效率高、結構簡、運行可靠、維護方便。

2.3.4測試結果：分析過程以美福祿克公司FLUKE-41B電能質量測試儀測試：至31階次諧波的電壓、電流及波

形；電壓、電流有效值及頻率；峰值、最大值、最小值、平均值及DC；功率、功率因數、諧波失真總量、峰值因數。篩選后的數據見“表3電容器投入前后”、“表4濾波器投入前后”。通過電容器投入前后、有源濾波器投入前后的瞬時電壓及電流波形圖、諧波電流頻譜圖、基波電流趨勢圖、功率因數變化趨勢圖、濾波效果(電壓、電流波形圖及柱狀圖)圖，列表對比分析，效果較理想。

表2案例3原始條件

表3電容器投入前后

表4濾波器投入前后

3、綜合治理

3.1新思路

3.1.1抑制諧波染和降低無功功率同時并舉是針對電網電源質量品質的兩項最關健指標、最復雜的技術難點的新舉措，對提高電能質量有著十分重要的意義。

3.1.2雙管其下可以協調降無功與抑諧波彼此的尺度，避免過度無功補償導致諧振的危險，也是節省投資的技術經濟皆顧及的綜合行為。

3.1.3兩類設備此兩功能多彼此交叉，可合理安排，充分發揮各設備長項及能，為專用、昂價、高技術設備的選用、配搭進行了新探索、新嘗試。

3.2實施步驟

當前情況下，從經濟合理，技術可靠雙方面出發，建議綜合治理按步試行：

3.2.1先考慮無功功率補償按常規計算出有功及無功負荷量，確定無功功率補償量，從而略偏大地選定補償電力電容。建議當前還是采用：

3.2.1.1巡測繼電投切電容器的常規作法；

3.2.1.2晶閘管投切電容器的TSC法。

3.2.2考慮抑諧先測諧使用相應儀器檢測系統的諧波次數及含量，除案例三外，檢測儀器尚多，例如：

3.2.2.1TOPAS電能質量測試儀瑞士LEM公司生產，可連續跟蹤測量，了解系統帶負荷運行狀態下的數據。此儀器參數指標為：

3.2.2.2FLUKE-41B諧波測試儀美國FLUKE福祿克公司生產，用于測量電壓、電流的諧波情況及功率因數。此儀器參數指標為：

3.2.2.3 美FLUKE的電能質量分析儀還有：

3.2.2.3.1在線式---如FT2000L；

3.2.2.3.2便攜式---如F1760專家型、1750三相電能記錄型、F1740系列三相分析型、Norma系列寬頻帶型；

3.2.2.3.3手持式---如F430系列三相分析型、F1735三相記錄型、F43B單相型、F345型。

3.2.3選用抑諧設備按前述原則，針對系統檢測出的諧波次數及含量選用抑諧設備，而不是事先一無所知就盲目設計選型，重蹈案例一、二之覆轍。

3.2.4調試安裝接線完畢，在相應儀器檢測下對抑諧設備按系統參數進行現場實地調試，最好亦對兩端極端狀況作亦作調試。

3.2.5軟件當前尚無充分理由必需使用“諧波綜合治理系統軟件包”智能處理，或許它是此諧波綜合治理技術進一步發展、成熟后的所取。

參考資料：

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